Akkuzellüberwachung

Nach meiner groben Einschätzung wird das schwierig, wenn Du jede Zelle einzeln und unabhängig von der anderen Zellen überwachen willst.

Eine Zwischenlösung wäre die Kaskadierung von einer mehrstufigen Komparatorschaltung. Also eine gemeinsame Bezugsmasse und dann von jeder Zelle den Anschluss auf einen Komparator gelegt. Der muss natürlich dann für die jeweilige Zellenspannung einzeln ausgelegt und vor allem eingestellt werden.

Nachteil: Sobald z.B. Zelle 3 schlappmacht, wird die Zelle 3 als "fail" deklariert. Aber gleichzeitig bricht auch die Spannung von Zelle 4, 5 usw. zusammen. Auch diese Komparatoren werden dann auslösen. Eine eindeutige Zuordnung über die "schuldige" Zelle wird also nicht ganz so einfach.

Bedenken: Wenn der Akku dann abgeschaltet wird, hat auch die Schaltung mit den Komparatoren keine Betriebsspannung mehr.

ich hatte das irgenwo schon mal gepostet. mit dem IC ICL7665 kann man das machen. es gibt im Netz dazu umfangreiches:

http://www.zier-net.de/mfg/technik/liposave/liposave.htm

Zitat

Die OP-AMPs werden mit der vollen Akkuspannung betrieben. (24V).

Kleiner Tipp:
Entkoppel die Akkuspannung (=Versorgungsspannung) mit einer Diode. Anschließend noch ein fetter Elko ran. Denn ohne die Entkopplung wird jede Belastung an den Akkuzellen (kurzzeitiger Spannungseinbruch) dazu führen, dass Du unter Umständen einen Fehlalarm kriegst und die Spannung abgeschaltet vorzeitig abgeschaltet wird.

Dann noch ein Gedanke zum Auslösen Deiner Schaltung.
So wie ich das verstanden habe, willst Du den "Großverbraucher" abtrennen, wenn eine von den Zellen erschöpft ist. Ok. Aber z.B. beim Anfahren eines Motors ist es durchaus möglich, dass die Spannung für ein paar Millisekunden unter Deine Auslöseschwelle rutscht. Daher meine Empfehlung, beim Ausgang Deiner Schaltung eine "Trägheit" einzubauen. Also erst wenn die Spannung von einer der Zellen länger als z.B. 500ms zusammengebrochen ist, dann erst auslösen. Ich habe so etwas ähnliches schon mal gemacht. Die Realisierung von der Verzögerung erfolgte mit einem nachgeschaltetem RC-Glied und einem anschließendem Schmitt-Trigger.

Zitat

Wollte den Motor mit einer PWM betreiben. Dachte da so an 1KHz?

1kHz ist bei leistungen über 100W (ich denke hier an induktive lasten -> motor) nicht ratsam (der Strom-Ripple wird zu groß, das führt zu erhöhter erwärmung des motors und stellers).
8kHz sind brauchbar, allerdings fallen mir bei dem gepiepse immer die zahnfüllungen raus!
wenn es die FET-ansteuerung irgendwie zulässt, nimm 10-16kHz (je höher, desto weniger hörbar und desto geringer der StromRipple)

anmerkung zur überwachungsschaltung:
du schaltest die OP-ausgänge ja hoffentlich nicht direkt zusammen, sondern ver-ODER-st sie über dioden? (eine diode vor jeden OP-ausgang, ein GEMEINSAMER pull-up oder pull-down-Widerstand)

die ausgänge eines OP741 sind zwar laut propagandadaten kurzschlussfest, aber das ausgangssignal ist bei zusammengeschalteten OP-ausgängen völlig undefiniert...

Zitat

Weil bei hohen Frequenzen steigt doch durch das häufige Schalten die Verlustleistung im MOSFET oder nicht?

Aus der Praxis der Fahrtregler kann ich sagen: Ja, je höher die Frequenz, desto heisser wird der MOSFET.
Meine Fahrtregler kann man individuell einstellen mit den vorgegebenen PWM-Frequenzen von 1kHz und 4kHz.
Bei 4kHz wird die Kühlfahne schon "kuschelig warm", bei 1kHz hält sich das in Grenzen. Nachgemessen habe ich die absoluten Temperaturen dabei aber noch nicht. Geht auch nur , wenn bei beiden Testdurchläufen auch die gleiche elektrische Belastung dranhängt.

Der FET benötigt einen Treiber der sein Gate schnell umladen kann. Schalte einen TC4427 oder ähnliches vor den FET und Schaltverluste werden abnehmen bzw. die Frequenz kann höher werden...

Zitat

Original von Gizmo
Der FET benötigt einen Treiber der sein Gate schnell umladen kann. Schalte einen TC4427 oder ähnliches vor den FET und Schaltverluste werden abnehmen bzw. die Frequenz kann höher werden...

Und die fetten Elkos bei der Versorgungsspannung (direkt an den MOSFETs) nicht vergessen, damit bei jeder steigenden Flanke auch genügend Power zum satten Durchschalten vorhanden ist.

Zitat

Kurze Zwischenfrage, wo liegt noch gleich der Vorteil einer höheren Frequenz beim betreiben von FETs? Oder gibt es da keinen großen Unterschied?

Gibt schon Unterschiede, wobei ich den großen Vorteil einer höheren Frequenz noch nicht sooooo deutlich herausgefunden habe.
Wenn man kleine Stufungen bzw. "kleine Geschwindigkeiten" haben will, dann ist eine höhere Frequenz besser. Die Pulse sind kürzer, kommen dafür häufiger. Das sorgt für einen "weicheren Anlauf".

Einen Nachteil von der höheren Frequenz (bei mir mit 4kHz) bekommt man akustisch mit. Rein vom Klang des Motors im Teillastbetrieb stellt man fest, dass es "dem Motor nicht gut geht". Hört sich alles sehr rau an. So, als ob dem Motor wirklich jeder Puls weh tut. Bei 1kHz hört sich das wesentlich humaner an.

B.t.w.: Die kleinen Fahrtregler für die Mikromodelle (1:87) haben eine Frequenz von 50Hz. Hat sich laut Markus (dem Entwickler) am Besten bewährt.

ok, ist zwar etwas off-topic für diesen thread, aber es scheint ja einige interessenten zu geben:

ich versuche mich halbwegs verständlich auszudrücken...

kurzes grundlagen-wissen:

- wenn ein FET voll durchgesteuert ist (UGS=10V bis 15V, je nach Typ, ich gehe hier von standard-FET's aus, keine logic-level oder ähnliche typen),
ist sein Widerstand etwa der im Datenblatt angegebene RDS_ON. (3-8 milliOhm sind gängig)

- an Verlustleistung fällt im voll aufgesteuerten zustand an: P_V= RDSON*I*I (wegen des geringen RDS_ON hält sich die verlustleistung in grenzen)
das ist die minimale verlustleistung, die überhaupt bei einem vorgegebenen strom erreichbar ist!!!

- schaltet ein FET jedoch, so ist er eine gewisse (kurze) zeit im "widerstands"-modus! der widerstand ist DEUTLICH höher, als der RDS_ON!!!
damit ist auch die Verlustleistung im FET für eine kurze zeit deutlich höher, als im voll durchgeschalteten zustand.

im ersten angehängten Bild sind die flanken sehr steil, wenn man jedoch nur eine flanke genau betrachtet (zweites angehängtes bild, blau: UGS, flanke: 100ns grün: uDS, rot: verlustleistung im FET),
sieht man, dass die spannung am transistor nicht von 0V auf 12V springt, sondern kurvenförmig ansteigt
die größe der fläche unter der kurve (hat im interessanten bereich nahezu dreiecks-form) hängt mit der beim Umschalten umgesetzten Verlustleistung zusammen.
je grösser die dreieckförmige fläche, desto grösser die umgesetzte verlustleistung.

zur berechnung der gesamten aus den umschaltvorgängen resultierenden verlustleistung muss der zeitliche mittelwert gebildet werden.
die flanken sind zwar steil (typisch 100n-500ns), aber je höher die frequenz ist, desto mehr umschaltvorgänge treten pro zeitintervall auf!
bei 1kHz sind das 2000 schaltvorgänge pro sekunde, bei 10kHz schon 20000!!! dementsprechend höher sind natürlich die Schaltverluste! (hier hat reiner völlig recht)
dagegen gibt es ein gutes mittel: man mache die flanken steiler, das verringert die fläche unter der kurve! wie gizmo vorschlägt: vernünftige FET-Treiber einsetzen

man kann also nicht generell sagen, schnellere pwm erzeugt mehr verlustleistung, die flankensteilheit muss mitbetrachtet werden.
- schnelle pwm und langsame flanken erzeugen die höchste Verlustleistung.
- langsame pwm und schnelle flanken erzeugen die niedrigste verlustleistung

so, nun sagt reiner: HA! also doch meine 1kHz...

schauen wir mal was der unterschied zwischen 1kHz und 10kHz pwm für den strom bedeutet:

im ersten angehängten bild ist zweimal die gleiche schaltung zu sehen:
12V-spannungsquelle, gate-ansteuerung mit 50% Tastverhältnis, stillstehende motoren simuliert durch reihenschaltung widerstand M1, induktivität L1 (M2,L2)

linke schaltung 1kHz pwm (strom:grüne kurve), rechte schaltung 10kHz pwm (strom:blaue kurve),
beide mit tastverhältnis 50%, d.h. im motor wird (wenn er denn dreht) die gleiche leistung umgesetzt.

die hellblaue kurve ist die spannung UDS am FET Q1.

das schwanken der ströme ist der ominöse "strom-ripple"

wie man sieht, ist der mittelwert der beiden ströme gleich (etwa 28A).

trotzdem ist die im transistor umgesetzte verlustleistung (mittelwert verlustleistung aus simulation)
bei 1kHz pwm: ca.1,76W
bei 10kHz pwm: ca.1,44W

denksportaufgabe für alle interessierten:

1. warum ist wohl die gesamte verlustleistung im FET bei 10kHz trotz der wesentlich höheren umschaltverluste geringer als bei 1kHz pwm?

2. warum gefällt mir der StromRipple bei 10kHz wohl deutlich besser als der bei 1kHz?

3. für GANZ weit fortgeschrittene durchblicker: was hat wohl die angabe "turns" bei motoren mit dem StromRipple zu tun (beinhaltet einen teil der antwort zu 2.)???

nu bin ich mal auf antworten gespannt!

mike, ich hoffe, du verzeihst mir das zuspammen deines threads, aber ich denke mal, dich interessieren die antworten auch...

hmpf zwei bilder anhängen geht nicht, also hier die flanke gezoomt,
rot ist die verlustleistung im FET,
blau ist die gate-ansteuerung, flanke 100ns
grün ist die UDS des FET

Freiwillige vor... Eine Möglichkeit für (2)...

(2) Weil eine große Stromänderung über einer Spule eine große Spannungsänderung zur Folge hat und dazu auch noch entgegengesetzte Polarität zum Strom hat UND das kann ungesund für manche Bauteile werden. Formel dazu: Ui(t) = - L * ( dI(t) / dt )